高出力トランジスタkV増幅器。安価なフィールドワーカーIRF-IRLをベースにしたHFパワーアンプ。電界効果トランジスタの無線受信機の実用回路

こんにちは！ IRF-IRLトランジスタのRAに注目します。以下のスキームを繰り返しました。 RAは変更なしで組み立てられました。トランジスタは特別に選択されていません。私は3つの4を試しました：-IRF 510、IRF 540、IRLZ24N。私はただ実験していた、というか、21MHzと28MHzで最高の出力に興味がありました。すべてが機能しましたが、低帯域で電力が120〜140ワット未満で供給された場合、21 MHzでは80ワットに、28MHzでは60ワットに低下しました。電源13.6v、供給されなくなりましたが、これらのフィールドワーカーに、「タグ」と「数十」を復活させるために2、3倍の電圧を供給することは可能です。 IRF 540で停止しました。このRAの利点は、3〜5ワットの非常に少ない電力を出力することです。 QRPトランシーバーでは、それは単なる「爆弾」です。費用は100グリブナ以内で、おそらく他の誰かが一般的に無料で出てくるでしょう。しかし、ポンプパワーでは、常に覚えておいてください!!!-5ワット以下。最大「20」、100〜120ワットが保証されていますが、他に何が必要ですか？「15」と「10」はもっと強力かもしれませんが、私が宣言する以上のものです。 DFTは別の設計であり、2つまたはおそらく3つの他のトランジスタRAから取得され、利用可能な容量に基づいて選択しました。どの範囲でどのデザインを使用したかは覚えていませんが、すべて5次で、IN、-OUTに調整されています。50\ 50オーム。それがどのように建設的に行われたかは写真で見ることができます。

アンプは、T1〜T4MOSFETのプッシュプル回路に従って組み立てられています。 TR1ロングライントランスは、シングルエンド励起ソースからプッシュプルステージの平衡入力への遷移を提供します。

抵抗R7、R9を使用すると、ステージの入力インピーダンスを1.8〜30MHzの範囲の50オームの同軸線と一致させることができます。

それらの低インピーダンスは、アンプに非常に優れた自己励起抵抗を与えます。初期オフセットを設定するには、チェーンR14、R15、R20、R21を使用します。

ツェナーダイオードDZ1とダイオードD1、D2の回路は、トランジスタのゲートを高電圧サージから保護します。抵抗R11、R12と直列のダイオードD4、D5は、小さな自動バイアスを生成します。

フィードバックチェーンR18、R19。 C20、C21はアンプの周波数応答を調整します。コンデンサC22は、24〜29MHzの周波数での出力信号の最大振幅に応じて選択します。

TR1トランスは、双眼鏡のミッドンBN-43-202で作られ、直径0.35mmのエナメル線を2x10ターンします。わずかにねじれ、1cmあたり約2回ねじれます。

TR2トランスはアミドンBN-43-3312双眼鏡で作られています。一次巻線はケーブルシースから1ターンで、その中にMGTF1mmが3ターン巻かれています。

FB1、FB2、フェライトビーズアミドンFB-43-101、これらは抵抗R7、R9のリード線に直接配置されます。図のように。

DR1チョークは、コンピューターからの電源のいずれかであり、小さなフェライトロッド上にあり、通常、1.5〜2 mmのワイヤーが8〜15ターンあります。私の場合、1.5mmのワイヤーを10ターン使用しました。デバイスで測定した場合、4.7μHのインダクタンスを示しました。

抵抗R14、R15、マルチターンを使用することをお勧めします。

アンプの静止電流調整は簡単ですが、注意が必要です。スキームに従って抵抗R15を中央位置、R14を下位置に設定し、電源を入れ、PTT接点をマイナスに接続してT5キーを開きます。そして電力は5ボルトの安定装置に来ました。 TR2トランスを取り付けずに、電流計をプラスプローブで電源のプラスに接続し、もう一方の（マイナス）プローブでトランジスタの一方と他方のアームに交互に接続します。スキームに従って抵抗R14のスライダーを上に回し、静止電流を100mAに上げます。次に、抵抗R15を使用して、両方の肩で同じ読み取り値を達成します。そして、それぞれの肩に220Maになるまで続けます。

これで静止電流の設定が完了します。抵抗器を誤って倒さないように、ワニスまたは塗料で抵抗器を固定できます。

（2016年2月7日に補足された記事）

UT5UUVアンドレイ・モシェンスキー。

アンプ「ジン」

トランジスタパワーアンプ

トランスレス電源付き

ネットワークから220（230）V。

\ u200b \ u200b強力で軽量、そして安価な高出力アンプを作成するというアイデアは、無線通信の黎明期から関連してきました。多くの美しいチューブとトランジスタの設計が前世紀にわたって開発されてきました。

しかし、高出力のソリッドステートまたは電子真空増幅技術の優位性についてはまだ論争があります...

スイッチング電源の時代では、二次電源の質量とサイズのパラメータの問題はそれほど深刻ではありませんが、実際には、産業用ネットワーク電圧整流器を使用してそれを排除することで、利益を得ることができます。

ラジオ局のパワーアンプに最新の高電圧スイッチングトランジスタを使用するというアイデアは、数百ボルトの直流を使用して電力を供給するという魅力的なようです。

高電圧電界効果のプッシュプル回路に従って構築された、トランスレス電源を備えた、少なくとも200ワットの電力を備えた「より低い」HF範囲用のパワーアンプの設計に注目したいと思います。トランジスタ。アナログに対する主な利点は、重量と寸法、コンポーネントの低コスト、動作の安定性です。

主なアイデアは、アクティブエレメントの使用です。これは、パルス二次電源での動作を目的とした、境界ドレイン-ソース間電圧が800V（600V）のトランジスタです。 International Rectifierによって製造された電界効果トランジスタIRFPE30、IRFPE40、IRFPE50が増幅素子として選択されました。製品の価格は2ドルです。米国。「東芝」製の2SK1692は、カットオフ周波数がやや劣り、160mの範囲でしか動作しません。に基づくアンプ愛好家バイポーラトランジスタ、600〜800ボルトのBU2508、MJE13009などで実験できます。

パワーアンプとSHPTLの計算方法は、短波ラジオアマチュアS.G.のハンドブックに記載されています。ブニーナL.P. ヤイレンコ。 1984年

トランスの巻線データを以下に示します。入力SHPTLTR1は、M1000-2000NM（NN）フェライト製のK16-K20リングコアで作られています。巻数は3線で5巻です。出力SHTTLTR2は、M1000-2000NM（NN）フェライト製のK32-K40リングコアで作られています。巻数は5線で6巻です。 MGTF-035では巻線用のワイヤーを推奨しています。

双眼鏡の形で出力SHTTLを作成することは可能です。これは、HF範囲の「上部」部分での作業に良い影響を及ぼしますが、そこでのトランジスタは、の立ち上がり時間と立ち下がり時間のために機能しません。現在。このような変圧器は、M1000-2000材料の10（！）K16リングの2列で作ることができます。スキームに従ったすべての巻線は1ターンです。

変圧器のパラメータの測定データを表に示します。入力SHPTLは、入力抵抗（作成者によると、計算されたものではなく5.6オーム）にロードされ、ゲート-ソース容量とミラー効果による容量と並列に接続されます。 IRFPE50トランジスタ。出力SHTTLは、ドレインの側面から非誘導性の820オーム抵抗にロードされました。 RigExpert製のベクトルアナライザーAA-200。過大評価されたSWRは、磁気回路上の変圧器のターンの密度が不十分であること、それぞれの特定の場合に必要なMGTF-0.35ラインの波動インピーダンス間の明白な不一致によって説明できます。ただし、160、80、40メートルでは問題ありません。

図1。 アンプの電気回路図。

電源ブリッジ整流器1000V6A、400Vでコンデンサ470.0にロード。

安全基準、ラジエーターとマイカガスケットの品質を忘れないでください。

図2。 直流電流源の電気回路図。

図3。 カバーを外したアンプの写真。

表1。 K16リングで作成されたSHTTLTR1のパラメータ。

周波数kHz	NS	jX	SWR
1850	45,5	+4,2	1,15
3750	40,5	+7,2	1,3
7150	40,2	+31,8	2,1

表2。 K40リングで作成されたSHTTLTR2のパラメータ。

周波数kHz	NS	jX	SWR
1800	48	-0,5	1,04
3750	44	-4,5	1,18
7150	40,3	-5,6	1,28
14150	31,1	4,0	1,5
21200	NS	NS	1,8
28300	NS	NS	2,2

図4。 K40リングにSHTTLを出力します。

表3。 SHPTL TR2、「双眼鏡」設計のパラメータ。

周波数kHz	NS	jX	SWR
1850	27,3	+26	2,5
3750	46	+17	1,47
7150	49	-4,4	1,10
14150	43	-0,9	1,21
21200	NS	NS	1,41
28300	NS	NS	1,7

図5。 SHTTLデザインの「双眼鏡」を出力します。

トランジスタの並列接続とSHTTLの再計算により、電力を大幅に増やすことができます。たとえば、4個。 IRFPE50（肩に2つ）、出力SHTTL 1：1：1、ドレインに電源310V、1kWの出力電力を簡単に得ることができます。この構成では、SHTTLの効率が特に高く、SHTTLの実行方法が何度も説明されています。

上の写真に示されている2つのIRFPE50のアンプの作者バージョンは、160mと80mの帯域でうまく機能します。電力は約1ワットの入力電力で50オームの負荷に対して200ワットです。スイッチング回路とバイパス回路は表示されておらず、ご希望によって異なります。説明に出力フィルターがないことに注意してください。出力フィルターがないと、アンプの動作は許容されません。

アンドレイ・モシェンスキー

補足（2016年2月7日）：
親愛なる読者！著者と編集委員会の許可を得て、ご要望に応じて、「ジーン」アンプの新しいデザインの写真もアップロードしています。

多くは中波範囲のラジオ放送受信機を持っていますが、中波での放送は現在多くの地域でほとんど停止しており、ほとんどのラジオ局はついにVHFに切り替えました。

受信機がVHF帯を持っているならそれは良いことです。これが「SV-DV」の古いソビエト受信機である場合、この場合はまったく使用されません。

ただし、すべてのAMが消滅したわけではありません。ラジオ放送が非常に活発な短波範囲もあります。これは、特にKB範囲の波が非常に長距離を伝搬する特性によるものです。

これにより、比較的単純な受信機でほぼ全世界のラジオ局を受信できます。

中波受信機を短波長に変換するのは比較的簡単で、回路にあまり侵入する必要もありません。 HF帯の信号をCB帯の信号に変換するコンバーターを作り、そこからCB無線受信機のアンテナ入力に信号を送る必要があります。

この図は、放送用HF帯「31メートル」を標準の中波受信機に受信できるようにするコンバーターの図を示しています。

回路図

コンバータは、電界効果トランジスタVT1の周波数変換器と電界効果トランジスタVT2の局部発振器で構成されています。コンバーター自体にはチューニングコントロールがありません。ステーションへのチューニングは、中波受信機のチューニングコントロールによって実行されます。アンテナからの入力信号は、入力ループL1-C2に送られます。

この回路は、HF帯域「31メートル」（9.65 MHz）の中央に調整されています。そこから、信号は電界効果トランジスタVT1のゲートに送られます。クォーツ周波数安定化を備えたVT2トランジスタのヘテロダイン。

米。 1.トランジスタKP303のHFコンバータの概略図。

周波数は8.86MHzの水晶共振器によって安定化されます。このような共振器を使用する理由は2つあります。第一に、この共振器はビデオ技術で使用されているため、非常に普及していて手頃な価格です。

第二に、8.86 MHzの局部発振器周波数では、9.38〜10.48 MHz内のHF範囲のセクションは、最も人口密度の高いHF帯域「31メートル」をカバーするMW帯域の標準受信機の規模になります。非常に離れた優れたラジオ局は、日中と夜間の両方で受信されます（夜間の方が優れています）。

周波数変換器の出力で-チョークL2から、コンデンサC4を介して合計周波数と差周波数の信号がCB無線受信機のアンテナソケットに供給されます。

受信機にアンテナソケットがない場合は、受信機を入力回路（磁気アンテナコイルの非接地端）に接続して作成する必要があります。

詳細

コンバーターの組み立て用の無線部品のリスト：

トランジスタKP303-2個
8863kHzのクォーツ-1個。
抵抗器100k-1個
抵抗器1K-1個
抵抗器470オーム-1個
コンデンサ30pF-3個
コンデンサ220pF-2個
コンデンサ0.1μF-1個
直径7mmのフェライトリング-1個

米。 2.KP303電界効果トランジスタのピン配列と写真。

コイルL1フレームレス、直径18 mm、14ターンのワイヤーPEV 0.64が含まれています（0.5から1.0までの異なるセクションを持つことができます）。 L2コイルは直径7mmのフェライトリングに巻かれています。

200ターンのPEV0.12が含まれています（0.1-0.16が可能です）。コンバータを調整する場合、入力ループはコイルL1の巻きを伸ばしたり圧縮したりすることによって調整されます。

クラスAパワーアンプはめったに使用されません。これらは主に、高過負荷容量のHFラジオ受信機のアンプです。このようなアンプの実際の図を図1に示します。 L1C1入力回路とL2C2出力回路は通常同期され、入力信号の周波数に調整されます。

図1。 MISトランジスタクラスAパワーアンプ

出力回路の等価抵抗ReRe = P2p2 /（RL + Rn "）、ここでp = Sqr（L2 / C2）、Rn"はに導入される負荷抵抗です。発振回路; RL-損失のアクティブな抵抗; P2は回路のスイッチング係数です。 Rn "= Rn / n22の値。ここで、n2は変換比です。

Q = ReRi /（Re + Ri）2pfoL2が完全にオンになっているときの出力回路の品質係数は、トランジスタRiの出力抵抗のシャント効果により低下します。高出力MOSトランジスタでは、Riは小さく、通常は数十キロオームを超えません。したがって、Q2を増やすために、回路の不完全なアクティブ化が使用されます。

出力回路の帯域幅は2Df2 = fo2 / Q2であり、共振周波数はfo2 = l / 2pSqr（L2C2）です。 HF範囲では、このような増幅器は数十までのKiを提供できます。アンプの重要な指標はノイズレベルです。強力なMISトランジスタのノイズ特性が研究で考慮されています。

図2に、強力なMOSトランジスタKP901AのPAの実際の回路を示します。小さな周波数帯域L2C2を取得するタスクが設定されていないため、回路はドレイン回路に直接接続され、負荷Rn = 50オームによってシャントされます。クラスAでは、増幅器の周波数はf = 30MHzでKu = 5（Ku = SRn）およびKp> 20でした。非線形モードに切り替えると、出力電力は10Wに達しました。

図2。高周波パワーアンプトランジスタKP901A

2段PA（図3）は、KP902AおよびKP901Aトランジスタで作成されます。最初のステージはクラスAで動作し、2番目のステージはクラスBで動作します。クラスBを確保するには、2番目のトランジスタのゲートの値から分周器を除外するだけで十分です。アンプはステージ間でブロードバンド通信回路を使用しています。 30 MHzの周波数で、増幅器はKi> 15およびKp> 100でPout = 10Wを提供しました。

図3。ハイパワーMOSトランジスタをベースにした2段アンプ

図4の狭帯域増幅器は、144〜146MHzの周波数範囲で動作するように設計されています。 12 dBの電力増幅、2.4 dBのノイズレベル、および30dB以下の相互変調歪みレベルを提供します。

図4。 144〜146MHzの範囲で動作する狭帯域パワーアンプ

700MHzの周波数の強力な2NS235BMISトランジスタ（図5）に基づく共振増幅器は、40〜45％の効率でPout = 17Wを提供します。

図5。動作周波数700MHzの共振パワーアンプ

図6のアンプには、リターンピックアップレベルを-50dBに下げるキャンセル回路が含まれています。 50 MHzの周波数では、増幅器の電力は18 dB増加し、ノイズレベルは2.4 dBで、出力電力は最大1Wです。

図6。低ノイズ中和PA

70 MHzの周波数での図7の特許取得済み回路（米国特許3.919563）では、70 MHzの周波数で5Wの出力電力で90％の実際の効率が達成されます。この場合、出力回路の品質係数は3に等しくなります。

米。 7.効率90％のキーパワーアンプ。

図8に、国内の強力なMOSトランジスタKP905B、KP907B、およびKP909Bに基づく3段PAの図を示します。

図8。 300MHz範囲の3段共振PA

アンプは300MHzで30ワットの電力を供給します。最初の2つのステージは、共振U字型のマッチング回路を使用し、出力ステージは、入力にL字型の回路を使用し、出力にU字型の回路を使用します。実験的および計算によって得られた、効率とРoutのUcへの依存性、およびРвхэとКрのРвхへの依存性を図9に示します。

図9。 3段階PAの最終段階のパラメータの依存性
供給電圧（a）と入力電力（b）から：

AM無線送信機（振幅変調あり）でPAを使用する場合、変調特性の線形性、つまり入力信号の振幅に対するPoutの依存性を確保することに関連して問題が発生します。これらは、クラスCなどの強力な非線形動作モードを使用すると悪化します。図10に、振幅変調されたHF無線送信機の図を示します。強力なUMDPトランジスタVMP4を使用した場合の送信電力10.8W。変調は、ゲートバイアス電圧を変更することによって実行されます。

図10。振幅変調を備えたHF無線送信機回路

変調特性の非線形性を低減するために（図11の曲線1）、送信機はフィードバック封筒に沿って。このために、AM出力電圧が整流され、結果の低周波信号がOOSの作成に使用されます。図10の変調応答2は、直線性の大幅な改善を示しています。

図11。無線送信機の変調特性
非存在下（1）および存在下（2）線形化

図12は回路図定格出力電力10W、動作周波数2.7MHzのキーPA。アンプはトランジスタKP902、KP904で作られています。係数便利なアクション定格出力電力72％の増幅器の場合、パワーゲインは約33dBです。増幅器は論理要素K133LBから励起され、供給電圧は27 V、出力段のドレイン電圧の波高比は2.9です。通信回路の適切な再構築により、アンプは与えられたパラメータ 1.6〜8.1MHzの範囲で動作しました。

図12。定格出力10WのキーPA

より高い周波数で所与の電力を提供するには、励起装置の電力を増やす必要があります。

構造的には、両方のPAは、標準のラジエーター100x150x20 mmを使用してプリント回路基板上に組み立てられました。これは、無線送信機のPAユニットの標準寸法によって説明されます。通信回路のインダクタは、直径16のVCh-30ブランドのフェライトロッド上で円筒形です。インダクタの品質係数はQ = 150です。

1ワット増幅器のトランジスタのドレインの供給回路と10ワット増幅器の予備段のブロッキングチョークとして、インダクタンス600μHの標準チョークを使用しました。 KP904トランジスタのドレイン回路のパワーチョークはフェライトリング上にあり、そのインダクタンスは100MkGです。

図13は、無人HF無線送信機での使用を目的とした定格出力電力Pout = 100WのキーPAの概略図を示しています。増幅器には、2つのKP907トランジスタで逆にされる前置増幅段が含まれています。 VTI入力では、一致するU字型回路C1L1C2SZがオンになります。

図13。定格出力100WのキーPA

最終段階は、6つのKP904Aトランジスタで組み立てられます。この数のトランジスタは、効率を向上させるために選択されました。 KP904Bトランジスタの代わりに、6つのKP909トランジスタまたは3つのより強力なKP913トランジスタをオンにすることもできます。ドレイン回路の最適なキーモードは、要素C14、C15、C16、L7を含む成形回路によって提供されます。

アンプの全体的な効率は62％です。この場合、出力段の電子効率は約70％です。予備段のトランジスタをオンにするためのブリッジ回路は、出力トランジスタに障害が発生した場合にアンプの動作性を維持するために使用されます（パラメータは劣化しますが）。同じ目的で、個々のヒューズが強力なトランジスタのソースに含まれています。その目的は、障害のあるトランジスタを切断することです。トランジスタのラインの故障の結果として、モードがモードの近くに表示される場合短絡、これによりアンプが動作しなくなります。

強力なMDPPTの並列接続は、PAの計算と調整に追加の問題を引き起こしません。同様の構造の増幅器（図12を参照）と比較した場合の増幅器の効率の低下は、主に100W増幅器の電力に関してトランジスタを使用したことによるものです。出力電力レベルを50Wに下げると、増幅器の効率は85％に、電子の効率は90％に増加します。図13に示されている要素のパラメータの値は、2.9MHzの周波数に対応しています。

KP904トランジスタのドレインの電圧の波高比は2.8であり、トランジスタ自体は最適に近いモードで動作します。 KP907トランジスタの段のドレイン電圧のピークファクターはP = 2.1です。トランジスタはキーモードで動作しますが、Uc = 27Vおよびカットオフ角度φ= 90°でのこれらのトランジスタの最適なキーモードは、での大きなピーク係数のために危険であるため、モードの最適性は保証されません。ドレイン電圧が最大値を超える可能性がある許容電圧 KP907トランジスタの場合は60Vに相当します。

図14、aは、効率、Pout、およびheのドレイン電流のカットオフ角度への依存性を示す実験曲線と計算曲線を示しています。この図は、計算されたデータと実験データの適切な近似を示しています。カットオフ角度の可能な値の範囲はかなり狭いことが判明することに注意する必要があります。カットオフ角度の増加は、ドレインの電圧のピークファクターの急激な増加によって防止され、必要な励起電圧の増加が減少します。これは、バイアス電圧Uzとともにすぐに始まります。 Uziaddを超えています。もちろん、Pwnのレベルが下がると、ドレイン電流のカットオフ角度の可能な変化の範囲が広がります。

図14。出力電力と効率のカットオフ角度0への依存性（a）
および周囲温度（b）：
- - 実験; - - - 支払い

アンプはプリント回路基板..。 130X130X50mmの寸法のラジエーターがヒートシンクとして使用されました。 KP907トランジスタの電源回路には、インダクタンス280μHの標準チョークDM-01を使用しています。追加のブリッジチョークは、VK-30フェライトリング、直径= 26に巻かれています。出力段の電源回路のチョークは、HF-30フェライトリング、直径= 30に巻かれています。負荷のある出力段の通信回路のインダクタンスコイルは空気で、銀メッキ線径= 2.5、ループ径30 mm、L = 80nHで巻かれています。

出力電力PBoutの温度依存性と100Wの出力電力でのキーPAの効率を図14、bに示します。与えられた依存性を考慮すると、-60 ... + 60°Сの範囲で、PAの入力電力の変化は±10％以下であることがわかります。温度も効率にわずかな影響を及ぼしますが、これは指定された範囲で±5％変動します。この場合、温度の上昇に伴って出力電力と効率の低下が観察され、温度の上昇に伴って勾配5が減少します。 -60 ... + 60°Cの通常の温度範囲では、彼とPoutの変化はわずかであり、これはUMの熱安定化のための特別な手段なしで達成されます。後者は、強力なMOSトランジスタの利点でもあります。

文学：

強力なフィールドトランジスタ上のデバイスのスキーム。 V.P.DYAKONOV編集

HFラジオ局用のIRF630のパワーアンプであるIRF630は、最も安価で最も一般的なトランジスタとしてアンプの基礎として採用されました。価格は0.45ドルから0.7ドルの範囲です。
それらの主な特性は次のとおりです。UCおよび最大= 200 V; 最大1秒 = 9 A; U3および最大=±20V; S = 3000 mA / V; Szi = 600 ... 850 pF（メーカーによって異なります）; Ssi-250 pF以下（異なるメーカーの10個のトランジスタで実際に測定されたSsiは約210 pFです）。消費電力Рс-75W。

IRF630トランジスタは、パルス回路で動作するように設計されています（コンピュータモニターのスイープ、パルスブロック電源）ですが、線形に近いモードにすると、通信機器で良好な性能を発揮します。私の結果によると「実験室での作業»これらのトランジスタの周波数応答は、入力容量を最大限に補償しようとすると、KP904の周波数応答より悪くはありません。とにかく、KP904の代わりにそれらをインストールすると、私は多くを手に入れましたトップスコア周波数応答、直線性、増幅、および動作の信頼性の両方において。

HVラジオ局用のIRF630のパワーアンプは、36〜50 Vの供給電圧でテストされましたが、安定した電源からの40Vの供給電圧で最も確実かつ効率的に動作しました。増幅器の計算は、動作の信頼性を維持するために出力電力80 Wで実行されましたが、100Wを超える出力を「出力」することは可能でした。確かに、トランジスタの信頼性は低下していました。

IRF630の入力容量と、これらのトランジスタがバイポーラトランジスタとは異なり、電流ではなく電圧によって制御されるという事実を考慮してください。このアンプでは一部の詰まりを取り除くことができませんでした。周波数応答 18 MHz以上（Pout 30MHz; 0.7 Pout max）ですが、回路対策が講じられています。しかし、これはバイポーラトランジスタをベースにした回路を含む多くの回路に固有のものです。

アンプの線形特性は良好で効率的です。 55％、これは上記の記事で与えられたデータを確認します。最も重要なことは、トランジスタを含む構成部品の安さです。ラジオ市場やコンピューターのモニターや電源を修理する会社で自由に購入できます。計算された電力を得るには、50オームの負荷で5 V（eff。）以下の信号を増幅器の入力に印加する必要があります。

必要に応じてゲインを下げることができます。抵抗R1、R12、R13（図）を減らすことにより、残りの特性は実質的に変化しません。ただし、トランジスタのゲートのブレークダウン電圧は20 Vを超えないことを忘れないでください。 Uin.effmax。 1.41を掛ける必要があります。

プリアンプはVT1に組み込まれており、2つのOOS回路でカバーされています。R1、C6（トランジスタの動作を線形化し、ゲインを下げることで自己励起を防ぎます）とR5、C7 *（周波数依存のOOS、周波数応答を補正）「上限」範囲内）。 VT2、VT3では、プッシュプル最終ステージは、最初のステージと同様に、個別のバイアス設定回路とOOS回路で組み立てられます。

PフィルターL2、C32、SZZ、C37、C38およびL3、C35、C36、C40、C41は、約15オームである出力抵抗VT2、VT3を25オームにする働きをします。同時に、カットオフ周波数が約34MHzのローパスフィルターです。電力加算トランスTKの後、アンプの出力インピーダンスは50オームになります。 VD1-VD6は、ALCシステムの検出器であり、出力トランジスタのドレイン回路にある過電圧インジケータであり、VD7、VD8、R21、C39に組み込まれています（ドレインVT2、VT3のピーク電圧が50 Vを超える場合、 VD7 LEDが「点灯」し、VSWRが増加したことを示します）。

ALC回路の制御電圧をアクティブにすると、電力レベルが変化します。出力の電圧レベルによっては、LEDは「点灯」しません。いずれの場合も、トランジスタの出力段はを介してアンテナに接続する必要があることを覚えておく必要がありますマッチングデバイス..。結局のところ、アンテナはアクティブな負荷ではなく、すべての帯域で動作すると書かれていても、各帯域で異なる動作をします。

HFラジオ局のIRF630へのパワーアンプの取り付けは、回路ノード用の長方形のコンタクトパッドと「コモンワイヤー」がメスで切断された両面グラスファイバーボード上で行われます。「共通ワイヤ」メタライゼーションのストリップが回路基板に沿って残されています。

「コモンワイヤー」のコンタクトパッドは、2〜3cm後にボードの2番目の面がしっかりとメタライゼーションされたジャンパーを介して接続されます。パーツは図に示されている順序で配置されます（図）。この方法で約12台のアンプが製造されました。調整プロセス中に、それらは優れた再現性、高品質、および信頼性の高いパフォーマンスを示しました。

HFラジオ局用IRF630のスイッチングボードパワーアンプ：

は何らかの方法で実行され、アンプにワイヤで接続され、リレーはアンプの入力と出力に配置され、それらの制御はスイッチングボードに供給されます。調整済み抵抗R1、R2、R3（図2）は、図に従って以前にスライダーを低い位置に取り付けた状態で、マルチターンで使用する必要があります。急な動きで静止電流を設定するときにトランジスタを損傷しないようにするため。

抵抗はすべてのトランジスタのソース回路に導入され（図1）、「一定」での急峻さを低減し、それによってさらにトランジスタを保護します。これらの対策は、そのようなトランジスタの経験を積み、1ダース半をゴミ箱に捨てた後、そのような急勾配に気づいた後に行われました。直流必要はありません。各出力トランジスタの初期電流の設定は、トランジスタの束を整理する必要がないように個別に行われます。

事前設定された静止電流VT1は約150mA、VT2、VT3はそれぞれ60〜80 mAですが、各アームで同じであり、より正確には、スペクトラムアナライザを使用します。ただし、原則として、静止電流を正しく設定するだけで十分です。

それでは、トランジスタの取り付け方法についてお話ししましょう。これらのトランジスタ（TO-220）の本体は、「プラスチック」KT819に似ており、金属基板と金属フランジへのドレインリードが付いています。あなたはこれを恐れる必要はありません、そしてあなたはマイカガスケットを通して異なる側のパワーアンプボードの隣のラジエーターにそれらを取り付けることができます。ただし、マイカは高品質で、砂を含まない熱伝導ペーストで前処理されている必要があります。著者は、定圧、およびおよびRF電圧。

ファスナーの建設容量は、マイカを介してPフィルターの容量と、トランジスタの出力容量に入ります。トランジスタをフランジの穴からではなく、ジュラルミンプレートで一度に2つの出力トランジスタを押してラジエーターに押し付けると、熱伝達が向上し、マイカの邪魔になりません。 VT1には、ボードの最初にのみ同じ留め具があります。

トランスはフェライトグレードNN製のリングに巻かれ、入手可能性に応じて、透磁率は200〜1000です。リングの寸法は電力に対応している必要があります。600NNK22x10.5x6.5を使用しました。巻線は、T1用のPELSHO-0.41ワイヤー（3本のワイヤーで5ターン、1センチメートルあたり4ツイスト）およびT2用のPEL-SHO-0.8（2本のワイヤーで4ターン、1センチメートルあたり1ツイスト）、TZ（2本で6ターン）を使用して実行されました。ワイヤー、1センチメートルあたり1ストランド）。シルク断熱材で必要な直径のワイヤーを見つけることが常に可能であるとは限らないという事実のため。巻線はPEV-2ワイヤを使用して行うこともでき、トランスを巻いた後、必然的に巻線を「リンギング」します。

巻く前に、リングはニスを塗った布の層で包まれます。

各トランスの巻線データは、使用するリングのブランドとサイズによって異なります。他のリングを使用する場合は、式12 [SG Bunin and LPYaylenko]を使用して簡単に計算できます。「短波ラジオアマチュアハンドブック」、キエフ、「Tekhnika」、1984年、154ページ]。ここで、T1のRk値は50、T2 -15、TZ-25です。

L2、L3はそれぞれ、直径8 mmのマンドレルに5ターンのPEV-1.5ワイヤがあり、巻線の長さは16mmです。このデータが完全に保存されている場合、フィルターを調整する必要はほとんどありません。 L1-標準の100μHインダクタは、少なくとも0.3 Aの電流に耐える必要があります（たとえば、D-0.3）。出力ローパスフィルターのコンデンサーは、適切な無効電力と動作電圧を備えた管状または任意の高周波コンデンサーです。 C26-C31の同様の要件。

他のすべてのコンデンサも、対応する動作電圧の定格が必要です。電源を入れて直流のすべてのモードを設定した後、負荷を接続し、GSSとランプ電圧計または周波数応答計（著者はX1-50を使用）を使用してアンプの周波数応答を調整します。 C7、C10、C19-C22を選択することにより、14-30 MHzの範囲で特性を補正することができます（図1）。 HFバンドでPoutを「整列」させるには、T1とT2でキューボールの数を追加で選択する必要がある場合があります。

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